一種科氏質量流量計的抗高溫模擬驅動電路的制作方法
【專利摘要】本發明涉及流量檢測領域，是一種科氏質量流量計的抗高溫模擬驅動電路，在現有的科氏質量流量計模擬驅動電路的基礎上，重新設計精密整流電路與低通濾波電路，研制出一種科氏質量流量計的抗高溫模擬驅動電路，有效地解決了現有模擬驅動電路存在的高溫環境中幅值漂移的問題。
【專利說明】
一種科氏質量流量計的抗高溫模擬驅動電路
技術領域
[0001 ]本發明涉及流量檢測領域，是一種科氏質量流量計的抗高溫模擬驅動電路，具體 涉及一種科氏質量流量計模擬驅動電路中的精密整流電路與有源二階低通濾波電路。
【背景技術】
[0002] 科氏質量流量計用于流體質量流量的直接測量，測量精度高，重復性好，而且還能 同時實現流體的體積流量、密度、溫度等多參數和不同流體狀況下的測量，具有廣闊的應用 前景。科氏質量流量計由一次儀表(或稱科氏質量流量傳感器)和二次儀表(或稱科氏質量 流量變送器，簡稱變送器)組成。一次儀表包括流量管、驅動線圈、拾振線圈（磁電式速度傳 感器)和溫度傳感器，變送器包括信號處理系統和流量管驅動系統(簡稱驅動系統）。驅動系 統產生驅動信號，提供給驅動線圈；驅動線圈驅動流量管振動。磁電式速度傳感器檢測流量 管的振動情況，并將檢測到的振動信息送至信號處理系統進行處理。
[0003] 幾乎所有儀表的變送器都不可避免地需要考慮溫度影響的問題，科氏質量流量計 應用于石油化工行業中，常常會在高溫環境下工作（如太陽直射的沙漠環境）。這就對科氏 質量流量計變送器的耐高溫性能提出了較高的要求。然而，由于需要滿足國家的防爆隔爆 標準，在實際使用時，往往需要將變送器的表殼密封，這將導致變送器內部的溫度進一步升 高。此時，表殼內的器件或電路可能會受到溫度的影響，出現停止工作或信號畸變等問題， 造成變送器無法正常工作或是影響儀表測量的準確度。
[0004] 為了保證科氏質量流量變送器在高溫時的正常工作，科氏質量流量計計量檢定規 范GB1038-2008中，規定了其工作的環境溫度范圍為5~45°C，所以，生產廠家都會在變送器 出廠時，對其進行高溫實驗。目前廣泛應用于科氏質量流量變送器中的模擬驅動電路，因在 整流濾波環節采用了易受高溫影響的齊納式二極管，導致變送器工作在高溫環境時，通常 會出現驅動信號幅值及傳感器信號幅值漂移過大的現象。
[0005] 針對科氏質量流量計在高溫環境工作時出現的問題，國外學者從機械角度，對科 氏質量流量傳感器超低溫時的特性進行了研究，并提出了相應的誤差補償方法(Tao Wang， Yousif Hussain.Coriolis mass flow measurement at cryogenic temperatures[J] ? Flow Measurement and Instrumentation,2009,20(3): 110-115)。然而，對于電氣部分， 即變送器出現的問題，并未進行過深入的研究。國外企業的研究人員通常會從芯片的角度 來解決溫度耐受問題，即采用工作溫度范圍較寬的芯片。但是，即使是溫度范圍較寬的芯 片，其耐受溫度的能力有時也會出現問題。在國內，合肥工業大學通過深入分析，改善系統 電源電路效率，精心地進行PCB布局排版，合理地散熱，成功地解決了自己研制的變送器在 55°C高溫實驗環境下，DSP停止工作的問題（熊文軍，科氏質量流量計實驗和應用中關鍵技 術研究[D].合肥:合肥工業大學碩士論文，2013)。但是，尚未解決因高溫引起的變送器驅動 幅值及傳感器幅值漂移的問題。

【發明內容】

[0006] 為了解決科氏質量流量變送器工作在高溫環境下，模擬驅動電路因受環境溫度影 響而導致的驅動信號幅值及傳感器信號幅值漂移的問題，本發明基于現有的科氏質量流量 計模擬驅動電路的框架，重新設計精密整流及低通濾波這兩個電路環節，研制出一種科氏 質量流量計的抗高溫模擬驅動電路。
[0007] 本發明的具體技術解決方案是：
[0008] 現有的科氏質量流量計模擬驅動電路由電壓跟隨、放大濾波、乘法電路、精密整 流、低通濾波、增益控制、電壓放大、驅動保護和功率放大等九個電路環節組成。其中，電壓 跟隨環節由低噪聲、高精度運算放大器與分立電阻組成，對拾振線圈（磁電式速度傳感器） 輸出的信號進行跟隨，起到阻抗隔離的作用;放大濾波環節由運算放大器與分立電阻電容 組成，濾除工業現場產生的高頻干擾噪聲;精密整流及濾波環節由精密運放與齊納式二極 管組成，并與后級分立電阻電容組成濾波電路，形成傳感器信號的幅值信息;增益控制環節 由運算放大器與分立電阻組成，根據得到傳感器信號的幅值信息來控制、調節驅動信號的 幅值大小;乘法電路環節由模擬乘法器與分立電阻組成，得到幅值可控的驅動電壓;功率放 大環節由功率放大器與分立電阻組成，對驅動電壓進行放大，以得到高電壓、大電流的驅動 信號，維持流量管的正常振動。
[0009] 然而，上述已被廣泛應用于科氏質量流量計中的模擬驅動電路，其精密整流環節 用到的齊納式二極管較易受到高溫環境的影響，其主要原因為:起開關作用的齊納二極管， 其反向漏電流隨溫度升高而顯著增大。該反向漏電流會在整流電路運放輸入端的電阻上疊 加噪聲電壓，從而影響輸入信號幅值信息的準確性，導致驅動電壓幅值產生漂移，進而造成 傳感器信號幅值產生漂移。
[0010] 本發明針對上述問題，將現有模擬驅動電路中的精密整流及濾波環節改為基于單 電源運算放大器的精密整流電路與低通濾波電路，以避免現有模擬驅動電路中精密整流環 節在高溫時因齊納二極管反向漏電流增大而造成的問題。
[0011] 本發明專利的優點是：
[0012] 采用抗高溫科氏質量流量計模擬驅動電路的變送器，解決了高溫實驗(60°C)時出 現的傳感器信號幅值漂移的問題，為后續對傳感器信號的處理及流量的計算提供了保障。
【附圖說明】
[0013] 圖1是現有的模擬驅動系統電路硬件組成框圖；
[0014] 圖2是現有的電壓跟隨電路原理圖；
[0015]圖3是現有的放大濾波電路原理圖；
[0016]圖4是現有的增益控制電路原理圖；
[0017]圖5是現有的乘法電路原理圖；
[0018]圖6是現有的驅動保護電路原理圖；
[0019]圖7是現有的功率放大電路原理圖；
[0020]圖8是現有的精密整流及濾波電路原理圖；
[0021 ]圖9是本發明設計的精密整流電路原理圖；
[0022]圖10是本發明設計的二階有源低通濾波電路原理圖；
[0023]圖11是高溫實驗照片。
【具體實施方式】
[0024] 下面結合附圖對本發明作進一步說明。
[0025] 圖1是現有的模擬驅動系統的電路硬件組成框圖。模擬驅動電路由電壓跟隨、精密 整流、增益控制、乘法放大、驅動保護以及功率放大等六部分組成。磁電式速度傳感器的輸 出信號經過電壓跟隨、放大、濾波后分為兩路。對這兩路信號分別進行處理。對其中的一路 信號進行精密整流，得到傳感器信號的幅值信息，再經過后級的增益控制環節得到驅動信 號所需要的增益，然后，送入乘法器的一端;將另一路信號作為驅動信號所需的波形信息， 直接送入乘法器的另一端。這樣，包含幅值和波形信息的兩路信號經過乘法器后將輸出所 需的驅動原始信號。該驅動原始信號經過后級功率放大后，得到所需加在傳感器激振線圈 兩端的驅動信號。為了避免驅動信號過大而損壞流量管，在模擬驅動電路中設置有驅動保 護電路。當驅動信號幅值超過預先設置閾值電壓后，電路將自動切換為小增益驅動，限制了 驅動信號的幅值，間接地保護流量管不受損壞。
[0026] 圖2是現有的電壓跟隨電路原理圖。針對傳感器信號幅值低(僅為毫伏級）的特點， 采用低噪聲精密運算放大器組成電壓跟隨電路，利用運算放大器高輸入阻抗、低輸出阻抗 的特性，對拾振線圈輸出的信號進行阻抗隔離。
[0027]圖3是現有的放大濾波電路原理圖。運算放大器U1與電阻R1、R2組成反相放大器電 路結構，對傳感器信號進行一級放大。電容C5與電阻R4構成無源高通濾波器電路結構，對工 業現場產生的高頻噪聲加以濾除。反饋電容C1的設置既可構成低通濾波器，對信號進行低 通濾波，又對運算放大器起到了零點補償的作用，保證了運算放大器正常工作的穩定性。 [0028]圖4是現有的增益控制電路原理圖。電阻R10與可變電阻器W1組成目標幅值調節電 路，通過調節W1的阻值大小，可得到不同的分壓值Vref。輸入Vin為精密整流與低通濾波電 路的輸出，為簡化分析過程，在不考慮反饋濾波電容C16的前提下，按照運算放大器虛短和 虛斷的條件，可得如下關系：
[0032]從式(3)中不難看出，輸出信號Vout隨輸入信號Vin的變化而發生反向變化，即當 輸入信號過大時，提供較小的增益；當輸入信號過小時，可提供較大的增益。通過這種方式 來維持流量管的穩幅振動。
[0033]圖5是現有的乘法電路原理圖。模擬乘法器U4(AD633)的一端被輸入經過增益控制 環節后得到的驅動信號所需要的增益信息，另一端被輸入驅動信號所需的波形信息，經過 乘法運算后，將輸出包含幅值和波形信息的驅動原始信號。運算放大器U3B與分立電阻R16 和R18構成同相放大電路，對輸出的驅動原始信號作進一步的放大處理，電容C14與電阻R15 組成無源高通濾波器，在濾除輸出信號直流分量的同時，也為運放U3B輸入引腳的電流提供 了回流路徑，保證了該同相放大電路的正常工作。
[0034]圖6是現有的驅動保護電路原理圖。其作用是保證傳感器不因振動過強而造成損 壞。通過電阻R20與可調電阻器W2設置驅動電壓的閾值，當未達到閾值時，MOS管Q1處于導通 狀態，此時由運算放大器U5B和分立電阻R19、R21構成同相放大電路，放大增益為2倍；當達 到或超過設置閾值時，運算放大器U5A的輸出電壓為負，此時運放U5B與分立電阻R21構成同 相電壓跟隨電路，放大增益減小為1倍，從而達到減小驅動電壓，保護流量管的目的。
[0035 ]圖7是現有的功率放大電路原理圖。功率放大電路由正負9V電壓供電，大電流輸出 運算放大器U6(0PA551)、分立電阻R28、R29構成同相放大器；電阻R27與電容C24組成無源高 通濾波器。正常工作時，待放大的驅動信號從"IN"處輸入，經過同相放大器放大后，從 "Dri ve+"處輸出。"Dr i ve+"端直接接至科氏質量流量傳感器的驅動線圈正端，驅動線圈的 負端接變送器的地電平。
[0036]圖8是現有的精密整流及濾波電路原理圖。電路工作時，從R3處輸入正弦波形的磁 電式速度傳感器的輸出信號。由于這個傳感器信號屬于交流信號，所以，需要將這傳感器信 號分為正負半周情況進行分析。當傳感器信號處于正半周時，二極管D2導通，D1截止。根據 疊加定理，此時輸入輸出滿足關系式：
[0037] Vout = (-Vin) X (-2 ) + (-Vin) = Vin (4)
[0038] 由式(4)可知，此時輸出信號Vout跟隨輸入信號Vin。
[0039] 同理，當傳感器信號處于負半周時，二極管D2截止，D1導通。根據疊加定理，此時輸 入輸出滿足關系式：
[0040] V〇ut =-Vin (5)
[0041 ]由式(5)可知，此時輸出信號與輸入信號反相。
[0042]綜上，當傳感器信號為正時，電路輸出與輸入相同；當傳感器信號為負時，輸出信 號等于輸入信號的絕對值，所以，該電路具有整流的作用。另外，在圖8中，電容C10與第二級 運算放大器U2B組成低通濾波器結構，對整流后的波形再進行濾波，這樣，使整個電路的輸 出為整流信號波形的有效值。
[0043]圖9是本發明設計的精密整流電路原理圖。該精密整流電路由單電源運算放大器 AD820與外圍電阻R1與R2組成，其中，R1與R2阻值相同。
[0044]當輸入的傳感器信號為正時，前級運放U1作為單位增益跟隨器，使后級運放U2的 同向輸入端電壓與反向輸入端相同，這樣電阻R1、R2上沒有電流流過，所以，后級運放U2的 輸出Vout將跟隨輸入Vin變化。
[0045] 當輸入的傳感器信號為負時，由于運放U1為單電源供電，所以，U1將輸出強制拉低 至GND，從而使運放U2同向輸入端接至GND。此時，U2為單位增益的反相放大器，此時輸入輸 出滿足關系式：
[0046] V〇ut =-Vin
[0047] 綜上分析，該電路對輸入的傳感器信號起到了整流的作用。它通過利用運算放大 器單電源供電時，輸入超出電源軌范圍的特性，省去了現有精密整流電路中的齊納二極管， 避免了在高溫時二極管反向漏電流增大所產生的影響。
[0048]需要注意的是，這一方案需要選擇允許輸入超出電源軌范圍的運放，例如ADI公司 的芯片AD820,這款運放由于特殊的結構設計，允許反相輸入端的輸入電壓低于地電平20V， 適合在該方案的整流電路中使用。
[0049]圖10是本發明設計的二階有源低通濾波電路原理圖。運算放大器U3A與電阻R4、 R5、R6,電容C6、C7組成二階多路負反饋型有源低通濾波器，其中，電容08工9、(：10、(：11為所 述運算放大器U3A與U3B的退耦電容，低通濾波器的截止頻率取決于電阻R5、R6與電容C6、 C7,截止頻率的計算公式如式(6)所示：
[0051] 對于有源濾波器的結構，有兩種可供選擇，分別是MFB(多路反饋型）結構及 Sal 1 en-Key結構。前者的增益可變，且對元件值改變的敏感度較低，而且采用了負反饋，相 較于Sallen-Key更為穩定。因此，考慮克服溫漂的因素，選擇MFB(多路反饋型)結構，以進一 步減弱濾波器中分立元件溫度系數的影響，但是，需要注意該結構具有反相的特點。
[0052] 對本發明的電路進行了實驗測試，圖11是高溫實驗的實物圖。高溫實驗系統分為 實驗對象、控溫設備以及觀察設備三部分組成。其中，實驗對象由科氏質量流量傳感器和變 送器組成。科氏質量流量變送器由電源電路、安全柵電路、模擬驅動電路、輸入信號調理電 路和處理器最小系統電路五部分組成，處理芯片采用的是TI公司的DSP TMS320F28335;科 氏質量流量傳感器由國內某企業研制，其口徑為25mm，其滿管固有振動頻率為158Hz，最佳 振動幅值為200mVpp。控溫設備使用的是上海森信公司DGG-9053AD鼓風恒溫箱，該恒溫箱溫 度可調節范圍為10~200°C，內部使用鉑電阻測溫，測溫誤差為1°C，保溫定時時間最長可達 999小時；觀察設備使用的是Tektronix DP04054四通道數字示波器。該示波器具有高達 5GS/s的采樣率，可實現高達20M的記錄長度，最大波形捕獲速率大于340000wfm/s，具有 1GHz帶寬。
[0053] 根據科氏質量流量計計量檢定規范(GB 1038-2008)規定的科氏質量流量計工作 的溫度范圍為5~45°C，但是，在工業生產過程中，變送器在出廠前一般需要進行45~60°C 的高溫實驗。所以，溫度實驗中需要將模擬環境溫度(恒溫箱溫度)設置為60°C。
[0054] 實驗前，將科氏質量流量變送器的驅動參數與實驗所用的科氏質量流量傳感器調 整匹配，并按傳感器的最佳振動幅值調整好信號調理電路中的放大倍數;然后，加載程序， 使科氏質量流量變送器正常運行后，將變送器其放入恒溫箱中。
[0055] 因為現有的模擬驅動電路在常溫中能穩定、正常地工作，所以，在實驗時，首先記 錄一次常溫環境中的驅動信號幅值與傳感器信號幅值，作為對比量;然后，再調整環境溫度 達到60°C，并在高溫下進行連續兩小時的高溫實驗。在實驗過程中，每隔10分鐘記錄驅動信 號幅值與傳感器信號幅值。在實驗過程中，用上述示波器觀察并記錄驅動信號幅值與傳感 器信號幅值。針對現有的模擬驅動電路進行高溫實驗，實驗結果如表1所示。
[0056] 表1現有的模擬驅動電路高溫實驗結果
[0058] 從實驗結果中可以看出：常溫狀態下，科氏質量流量傳感器中的流量管穩幅振蕩 時，驅動信號電壓幅值為0.74Vpp，此時，磁電式速度傳感器信號的電壓幅值為4.76Vpp;當 環境溫度達到60°C時，驅動信號電壓幅值增加到1.25V，相較于常溫變化約70%，由于驅動 電壓的增長，使得磁電式速度傳感器信號的幅值增加至7.78V，超出了科氏質量流量變送器 中ADC(模數轉換器)的5V電源上限，相較于常溫時變化約63%。
[0059] 與上述實驗步驟相同，針對本發明的抗高溫模擬驅動電路進行連續的溫度實驗， 實驗結果如表2所亦。
[0060] 表2抗高溫模擬驅動系統的高溫實驗結果
[0062]由表2中數據可以看出，當環境溫度達到60°C時，驅動電壓相較于常溫(28°C )時變 化約為2%，同時可以看到，磁電式速度傳感器信號電壓變化約為0.2%。
[0063]由表1與表2實驗數據對比可知，在環境溫度為60°C的工作條件下，科氏質量流量 變送器使用的現有的模擬驅動電路驅動信號幅值漂移較大，從而使磁電式速度傳感器信號 幅值漂移的幅度達到63%。相比之下，在相同的工作條件，抗高溫的模擬驅動電路能正常工 作，且將傳感器信號幅值漂移的幅度減小至0.2%，驗證了本發明的有效性。
【主權項】
1. 科氏質量流量計的抗高溫模擬驅動電路由電壓跟隨、放大濾波、乘法電路、精密整 流、低通濾波、增益控制、電壓放大、驅動保護和功率放大等九個電路環節組成；其特征在 于： 所述精密整流電路，由單電源運算放大器U1、U2與外圍電阻R1、R2組成；其中，電阻R1與 R2阻值相同；該電路利用運算放大器單電源供電時，輸入超出電源范圍的特性實現精密整 流功能，省去了現有整流電路中的齊納二極管，避免了在高溫時因二極管反向漏電流增大 所產生的影響；正常工作時：當輸入傳感器信號為正，前級運放U1作為單位增益跟隨器，使 后級運放U2的同向輸入端電壓與反向輸入端相同，后級運放U2的輸出信號Vout將跟隨輸入 信號Vin變化；當輸入傳感器信號為負，前級運放U1的輸出強制拉低至GND，從而使運放U2同 向輸入端接至GND;此時，U2為單位增益的反相放大器，從而使輸出與輸入反相； 所述低通濾波電路中，運算放大器U3A與電阻R4、R5、R6，電容C6、C7組成二階多路負反 饋型有源低通濾波器，其中，低通濾波器的截止頻率取決于電阻R5、R6與電容C6、C7,截止頻 率的計算公式為：⑴ 式中，電容08、09、(：10、(：11為所述運算放大器1]34與1]38的退耦電容；所述運算放大器 U3B與電阻R7、R8組成單位增益的反相跟隨器。2. 根據權利要求1中所述的精密整流電路，其特征在于： 所述的精密整流電路中，所述單電源運算放大器U1與U2的具體型號為:AD820。3. 據權利要求1中所述的低通濾波電路，其特征在于： 所述低通濾波電路中，所述運算放大器U3A與U3B的具體型號為:0PA2277。
【文檔編號】G01F1/84GK105865555SQ201610372978
【公開日】2016年8月17日
【申請日】2016年5月24日
【發明人】徐科軍, 劉錚, 方正余, 張建國
【申請人】合肥工業大學